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一种新型的基于切换表的双三相永磁同步电机直接转矩控制、改善了电流和转矩稳态性能
内容梗概： 1）研究问题：传统基于开关表的直接转矩控制(ST-DTC)存在转矩波动大、电流谐波显著和开关频率可变等问题。 2）文章亮点：为了提高双相永磁同步电动机(DTP-PMSM)的电流和转矩稳态性能，本文提出了一种新型的ST-DTC。①在x-y子空间中使用比例谐振(PR)控制器，通过分析不同幅值电压矢量的磁通和转矩斜率，将PR控制器产生的x-y参考电压由三个固定矢量调制，减少了电流谐波和调制x-y参考电压的计算负担。②采用占空比调制来减小转矩脉动，本文采用终值法计算占空比。对转矩调节器的反馈值进行修改，进一步抑制转矩脉动。③为了防止因矢量停留时间短而产生不正确的开关序列,保持逆变器的热平衡，对开关序列进行了优化。
1、研究背景 与传统三相电机相比，多相电机由于具有直流电压低、功率大、转矩脉动小、容错能力高等突出优点，近年来受到越来越多的关注。它们主要应用于船舶推进、电动汽车、飞机等领域。两组定子绕组空间位移30度的双三相永磁同步电动机（DTP-PMSM）由于其抑制六次谐波转矩脉动的固有优势，是各种多相电动机中较好的选择。 传统的DTP-PMSM基于开关表的DTC(ST-DTC)由于根据转矩和磁链调节器的输出只使用一个电压矢量存在转矩性能差、谐波电流大、开关频率可变等缺点。为了解决上述缺点，在DTP-PMSM中提出了许多改进的DTC方案，如基于模型预测的DTC(MP-DTC)、基于空间矢量脉宽调制的DTC(SVPWM-DTC)和改进的ST-DTC。但确定MP-DTC中的权重因子是困难的。通过引入SVPWM，SVPWM-DTC引入扭矩比例积分(PI)控制器导致SVPWM-DTC的计算负担增加和动态响应变慢。 改进后的ST-DTC在保持传统ST-DTC简单、快速转矩动态响应的同时，提高了控制性能。使用x-y子空间中振幅为零的虚拟向量来抑制电流谐波。但ST-DTC方案的调制区域是不连续的，因此，转矩控制不精确。一种基于占空比的ST-DTO(DR-ST-DTC)方法来减小转矩脉动和电流谐波。由于DR-ST-DTC根据所需转矩合理分配零矢量和非零矢量在控制周期内的停留时间，可以显著减小转矩脉动。但是，由于死区时间、定子绕组不对称和反电动势(EMF)畸变产生的电流谐波没有得到抑制。 本文提出了一种用于DTP-PMSM驱动的新型ST-DTC,它能有效地抑制电流谐波并保持低转矩脉动。 2、双三相PMSM模型
DTP-PMSM由两个三相双电平电压源逆变器(VSI)馈电，如图1所示。本文考虑了由两个三相两电平VSI和一个共同直流电源组成的六相VSI。六相两电平逆变器可以输出26=64个基本电压矢量，可以用Vi=SW SV SU SC SB SA的二进制值来定义，其中Sx(x=A,B,C,U,V,W)表示逆变器的上开关状态(即“1”:ON和“0”:OFF) V是由第i次开关组合形成的电压矢量。这64个矢量全部包括60个非零矢量和4个零矢量。每个向量在α-β和x-y子空间中都有一个投影，如图2所示。非零向量可以根据其振幅分为四个集合(D1-D4)，在图2中用不同颜色的箭头表示。α-β子空间中的小向量对应于x-y子空间中的大向量，反之亦然。
3、提出了DR-ST-DTC方案 所提出的新型ST-DTC的框图具有改进的电流和转矩稳态性能，DTP-PMSM如图3所示。首先，该策略利用x-y子空间中的两个PR控制器来抑制第五次和第七次电流谐波。PR控制器产生的参考电压可通过D1的三个固定矢量调制，计算出停留时间。其次，针对传统转矩调节器下占空比调制的缺点，对传统转矩调节器的反馈值进行了修改。然后，根据磁链和改进型转矩调节器的输出值选择虚拟矢量。随后，计算虚拟矢量的占空比。最后，优化开关顺序并将其输入到VSI中。所提出方法的流程图如图4所示。
A.PR控制器 经典的带虚矢量的ST-DTC可以控制六相VSI的输出电压在x-y子空间为零。然而，它不能抑制死区时间定子绕组不对称和反电动势畸变产生的电流谐波，其中主要包括映射到x-y子空间的五阶和七阶谐波。当变换成以基频旋转的旋转参照系时，会出现-6阶和+6阶谐波。为了抑制这些谐波，本文使用了PR控制器，PR控制器的结构如图5所示。在这种结构中，x-y参考电流被设置为零以抑制-6次和+6次谐波。PR控制器的输出是x-y参考电压，需要通过选择适当的电压矢量进行补偿。
B.转矩和定子磁链斜率分析 本文采用内啮合DTP-PMSM，转矩斜率方程比表面DTP-PMSM复杂。转矩和磁通斜率与所选电压矢量有关。因此，有必要分析不同幅值的电压矢量对转矩和磁通的影响。本研究以46(D1)、32(D2)、53(D3)、36(D4)、0(零矢量)5个电压矢量为例。这些电压矢量的转矩和磁通斜率可以计算出数值，结果如图6和图7所示。用于计算的电机参数如表4所示。图6显示，零矢量的转矩斜率取决于电机的负载转矩和速度。而且，零矢量总是倾向于减小转矩。在图7中，无论电机的负载转矩和速度如何变化，零矢量的磁链斜率都保持接近于零。此外，非零矢量的最大转矩和磁链斜率的绝对值与电压矢量的幅值呈正相关。因此矢量集D1的最大转矩和磁通斜率绝对值最小，而矢量集D4的绝对值最大。 C.电压矢量的选择和停留时间的确定 为了调制x-y参考电压，满足转矩和磁通输出要求，电压矢量的选择分为以下两个步骤。 1)步骤1:选择一组三个电压矢量调制两个PR控制器产生的旋转x-y参考电压。同时，选定的三个电压矢量的分布必须大于x-y子空间的一半。矢量组由转矩调节器和磁链调节器的输出决定。矢量停留时间的确定是复杂的，因为它需要引入一个新的参考系。为了减少计算负担，本文提出的方案选择D1的三个固定矢量来调制x-y参考电压。所选的三个矢量用红色标记，如图8(a)和(b)所示。三个电压矢量中任意两个的相位差为120°。三个电压矢量的停留时间可以通过x-y参考电压来计算。
2)步骤2:由于△T=T42+T28+T49≪Ts，因此在每个控制周期的剩余时间内采用虚拟矢量和零矢量的组合，以减小转矩脉动。此外，步骤2中的虚拟矢量的幅值应在x-y子空间中保持为零。如图2所示，D3的矢量与D4和D1的矢量在α-β子空间中方向相同，在x-y空间中方向相反。因此，可以通过D3与D4或D3与D1的组合来合成x-y子空间中振幅为零的虚向量。但为了提高直流链路电压利用率，保持高转矩动态响应，选择α-β子空间中幅度较大的D3与D4组合。 因此，在图9中定义了12个虚向量。将α-β子空间以Dv的虚拟向量为边界划分为12个扇区。根据通量位置选择扇区。虚拟矢量的选择由转矩和磁链调节器的输出决定，如图9所示。
采用终值法计算占空比。在该方法中，控制目标是在每个控制周期结束时实现瞬时最小转矩误差。当Te+△Te<Te*时，传统转矩调节器选择主动转矩虚矢量与零矢量的组合。在控制周期结束时，可以通过占空比调制将转矩误差降至零，如图10(a)所示。当Te+△Te≥Te*时，传统转矩调节器下选择被动转矩虚拟矢量和零矢量的组合。当Te+△Te≥Te*-Te_0时，通过占空比调制可以将转矩误差减小到零，其中Te_0为零矢量在整个控制周期剩余时间内的转矩变化，如图10(b)所示。然而，当Te* < Te+△Te≤Te*-Te_0时，零矢量应用于控制周期的整个剩余时间。控制周期结束时的转矩误差无法降至零，如图10(c)所示。为了解决这一问题，本文提出了对转矩调节器反馈值的修改。根据改进的转矩调节器，将图10(c)中的零矢量替换为主动转矩虚拟矢量和零矢量的组合。然后，通过占空比调制，可以将控制周期结束时的转矩误差降至零，如图10(d)所示。 D.优化开关序列 如前所述，在步骤1中选择的向量的停留时间非常短，这使得它们容易受到死区效应的影响，并产生不正确的切换序列。因此，每个相位的脉冲都需要集中处理。而且，为了防止开关频率可变引起逆变器的热不平衡，在开关序列中采用了两类零矢量，以保证开关频率恒定。最后，为了便于控制器的实现，在每个控制周期内，开关顺序都是对称排列的。 4、结论 本文提出了一种新的ST-DTC策略，以改善DTP-PMSM的电流和转矩稳态性能。本研究的创新点和优势总结如下。 ①通过在x-y子空间中引入电流闭环控制，并采用D1的三个固定矢量调制x-y参考电压，提高了电流波形质量，同时减少了调制x-y参考电压的计算量。 ②在每个控制周期的剩余时间内，采用虚拟矢量和零矢量相结合的方式增强转矩性能。并且对传统转矩调节器的反馈值进行了修改，改进后的转矩调节器下的占空比调制可以进一步抑制转矩脉动。 ③设计了优化的开关序列，防止不正确开关序列的产生，保持逆变器的热平衡。 实验结果表明，与其他ST-DTC策略相比，该方法在保持良好的转矩动态响应的同时，获得了更好的电流和转矩稳态性能。此外，所提出的方法可以推广到其他多相PMSM驱动器中。
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